汎用ACアダプタ出力のDC12V～15Vから、150V～250V程度、数mA程度の真空管B電源を得る。なるべく市販入手可能な部品だけを用いる。
このコンバーターの使途：これ（一部変更のうえ使用）
まずは最も安直かつ確実な方式で実験。
通常の昇圧チョッパ方式では昇圧比が高すぎて構成が難しい。フライバック方式ではトランスが市販されていないのでトランスを自分で巻く必要があってハードルが高い、ということで。
発振方法は何でもよい。とりあえず手持ちがあるNS/TI製 CMOS タイプ LMC555 を使ったが、今は売られてないので Intersil/Renesas製の CMOS ICM7555 での対応が考えられる（試していない）。バイポーラタイプの555 の場合はこの回路でなく周波数設定用抵抗を2本用いる標準回路が良いだろう。
TB6643KQ はこの目的には電流定格が若干大きすぎるが、秋月で購入できる、SIPパッケージで実装がらくである、ON抵抗が小さい、出力がNch+Pch構成のためパルスパターンの制約がない（Nch+Nchでハイサイド側ゲート電源がチャージポンプ方式のものは使い方が難しい）、といったことで選択した。
トランスは商用周波数電源トランスを逆向きに使う。本来の使い方ではないので効率は良くないが我慢。こちらも参照。なお、どうもこういう使い方（1次・2次を逆）をすると漏れ磁束がかなり多くなるらしい。EIコアだからなのか？将来調査したい。
1JU41 (600V, 1A fast recovery) は秋月で入手。平滑コンデンサは 汎用品。
RL を変えて様々な出力をとってみる。手持ちにある酸化金属皮膜抵抗器 (5%) 1W 100kΩ×2本、3W 39kΩ×3本の組み合わせで可能な範囲。これに出力電圧測定に使うテスター M-830 の内部抵抗 1MΩ を含めた全体を RL とみなしている。
Ct をいくつか変更して、周波数を替えた場合の傾向を見る。手元の 0.068μF×1と6800pF×2 と 22kΩとの組み合わせで、スイッチング周波数（74HC74の出力）は 0.068μF:240Hz、13600pF:1192Hz、6800pF:2420Hz となった。※LMC555の出力に直接テスターの周波数計を当てると周波数がずれるのはご愛敬。
直流入力電圧は、市販のACアダプタを想定した15.1V（ヒーターは抵抗ドロップ供給）と、最初からヒーター電圧に合わせた12.6Vを想定する。
入力電圧測定：TKC TKPH6A（旧ロット）、入力電流測定：1Ω1%の電圧降下 METEX P-16、出力電圧測定：MASTECH M-830 600Vレンジ。出力電流は出力電圧と抵抗値から逆算。
回路図にあるように、入力電流の測定ポイントは 78L05・LMC555・74HC74 の消費分を含まない（ちょっとインチキ）。TB6643KQ の内部消費分（3mA程度らしい）は含まれている。実験用電源の出力を 15.1V または 12.6V に設定している。図中の入力電圧は効率を求めるために使っており、このポイントの電圧は出力を増すと1Ωの電圧降下により低下する（すなわち1Ωの電圧降下による損失は除外、これもちょっとインチキ）。
安物の各テスターを較正していないので電圧値にはそれなりの誤差がある。出力電流値は出力電圧と抵抗値からの逆算なのでさらに誤差がある。M-830 の内部抵抗をブリーダー抵抗としても使用しており、そのため最小電流は 0.2～0.3mA から始まっている。
出力電流3mA付近のデータが傾向外れだがご愛敬。本目的には最も手ごろな変圧比なのだが、どうやらこの個体（銘板ラベルに東栄変成器の旧ロゴが印刷されている）が最後の１個の売り物だったらしく、東栄変成器の通販サイトのラインナップから消えてしまった…。
[2021/08/28] J-0903が東栄変成器のwebサイトに復活していた。
銘板ラベルは最近の素っ気ない文字のみ印刷のタイプ。
注：25年以上前に買ったものなので、現在の物とは特性が違うかもしれない。東栄変成器のものと比べると短絡インピーダンスが大きめであり、周波数に対する出力電圧の変化がやや大きい。
12AU7×2本くらいを手頃にカバーできそうである。12AX7 に対しては電圧が少々低めだが、250V あればまあアンプ側の回路設計の妥協次第では使えなくもない範囲だろう。米国仕様（一次115V）トランスなら 12AX7 でも丁度良い感じにできそうであるし、適切なトランスを選べば 6DJ8/6922 等にも対応できると思う。
高効率とはいえない。矩形波駆動であるためか、鉄損が無視できない。240Hzではかなり損失が多い一方で、周波数が高過ぎるとトランスの銅損や共振が影響してくる模様である。また、ブリーダー抵抗を付けておかないと、球が温まるまでの間に出力電圧が際限なく上がって平滑コンデンサがパンクする恐れが高まる。出力電流やトランスの素性にもよるが、今回試した3個のトランスにおいては、バランスがよいスイッチング周波数は1.2～1.5kHzくらいのようだ。
古典的な電源回路構成（AC100V をプリアンプ筐体内に引き込んでトランス＋ダイオード整流）と比べると、安全性配慮を市販のACアダプタに転嫁してしまえることや、小さくて軽いアンプにごつい電源ケーブルを付けなくてよくなることは、大きな利点だと思う。
[2021/05/03追記] J-0903、700Hz、DC12.0V 入力で とある用途 に使ってみたが、この使い方では漏洩磁束がかなり多いらしい。漏洩磁束に敏感なものがある場合は、相当に気を付けないといけない。別のトランスを試してみたい。
RSコンポーネンツ（個人での登録が公式に可能になったようだ）にて小型トロイダルトランスを試しに買ってみた。
これが最初に届いたのでテスト。
まずは整流回路無し・無負荷にて TB6643KQ の入力電流を測定。TB6643KQ の使用個体が前回と異なる。LMC555 の代わりに手持ちの MC1455 （バイポーラタイプ）を用い、頭掲の抵抗1本の回路でなく RA と RB がある 555 の非安定マルチバイブレーター標準回路で発振させているが、お試し以上の意味はない。74HC74 以降の回路は同じ。直流入力電圧は 12.0V と 15.0V である。比較のため J-1202 も 12.0V で測定。
昇圧確認のため METEX P-16 （右側）の交流電圧レンジで測定しているところ。P-16 は整流平均を 1.1 倍して正弦波換算する仕様であるため方形波に対しては真値より高めの値を示す。12.0÷9.72×115×1.1=156.172 であり、辻褄は合っている。
トランス 7V 側は並列、115V 側は無接続。
平ピンICソケットを切ったもので接続。
以下すべて数値には TB6643KQ の自己消費分約 2.5mA は含まれているが、MC1455、74HC74、78L05 の消費および 1Ω の電圧降下による損失は効率計算から除外されている（ちょっとインチキ）。
入力電流のグラフのみ両対数で描いてある。
漏洩磁束は完璧皆無というわけではないし、AMラジオを 15cm くらいまで近づけると如実にノイズが入るが、それでも感覚ではEIコアに比べてかなり少ない。磁歪音も静かである。
4MΩ のデータは M-830B の代わりに P-16 と TKPH6A を 600V レンジ固定で並列としたものであるが本当にその値なのかどうかは少し怪しいので参考。無負荷電圧の跳躍はスイッチング周波数を上げると酷くなるので要注意。それ以外の傾向はさほど周波数に依存しないようで、短絡インピーダンスの大半が抵抗分であることが効いている。
いつもの実験用電源では電流容量が足りず最大出力が出なかった。後日、別の 12V ACアダプタで追試するか。
こちらも入力電流のグラフのみ両対数。
いつもの実験用電源では容量が足りないため GF12-US1508 を使用（短時間のみ）しておりそのロードレギュレーションの影響も受けている。
入力電流・損失・効率のグラフには比較のため 12V のデータを再掲している。15V にしたことで鉄損が増えた分、出力電流が小さい領域の効率が 12V と比べて低下している。
その後 RS PRO 124-3840（115V+115V:7V+7V、1.6VA）, 同 124-3844（同 3.2VA） も届いているので近々テストする予定。
速報。2021/08/09 測定
以下すべて数値には TB6643KQ の自己消費分約 2.5mA は含まれているが、MC1455、74HC74、78L05 の消費および 1Ω の電圧降下による損失は効率計算から除外されている（ちょっとインチキ）。
7V 側は並列、115V 側は無接続。DC 15V 入力の 83Hz は過励磁で動作不能。スイートスポットは 200Hz 程度のようだ。
思ったほど鉄損が少なくなかった。200Hz で使えばもう少し効率は改善されるだろうが、トレードオフで出力リップルが増える。小電流で 3849 と比べてわずかに高い電圧が得られるものの、直流出力電流 2mA 以上では効率は少し劣る。予算とスペースに余裕があるなら 3849 を選ぶのが順当。
速報。2021/08/09 測定
7V 側は並列、115V 側は無接続。DC 15V 入力の 83Hz は過励磁気味でかなり不安定であり避けるべき。スイートスポットは 230Hz 程度のようだ。
3840・3849 に比べて低めの電圧が欲しい場合は選択肢になるが、結局 3849 で十分な気がする。
2022/02/19 到着、2022/03/12 測定。今回はわりといい加減に測定作業したため、データの直線性が悪いなど見苦しいデータも多いが、ご愛敬。
9V 側は並列、115V 側は無接続。スイートスポットは 350Hz 程度のようだ。124-3849 と比べると高い周波数側に移動している。巻線比の違いにより 9V 側から見た 115V 側巻線の静電容量が異なって見えるためだろうと考えている。
RS_124-3850 にて使用しているが、EI コアに比べれば遥かにましとは言っても、やはり漏洩磁束は出てしまうようです。ただのオーディオ用なら問題ないと思うが、シングルコイルピックアップでは判ってしまう程度に漏洩磁束を拾ってしまうので、この方式を実用にするのは難しそうです。残念。
2022/11/12
12V→200V という昇圧比は普通の昇圧チョッパ（チョッパは和製英語で、一般に英語では昇圧チョッパを boost converter、降圧チョッパを buck converter という）では何かと難しいが、昇圧チョッパとコッククロフト・ウォルトン回路（チャージポンプ回路）とを合体させて高い出力電圧を得る回路例が知られています。たまたま手元に LT1172CN8 があったので実験してみました。
210V の出力を得るための昇圧段数は４段にしました。１段あたり約 53V。LT1172 のスイッチングトランジスタの耐圧（65V）や、そのほかの部品の入手性・定格も考慮。
用途が用途だけに、可聴帯域外とはいっても（いや、そうだからこそ尚のこと）漏洩磁束が少ないことが必須なので、昇圧インダクターはトロイダルタイプか磁気シールド付きのものから選ぶことになります。秋月電子で現在手に入るものの中では、 LCR メーターで簡易的に測ってみた限りにおいてどうやら SRC1013 シリーズが 100kHz での損失係数も ESR も小さくて良いようです。トロイダルタイプは LCR メーターで簡易的に測ってみた限りにおいて TCV-471M-2.5A-5026 も TCV-471M-9A-8026 も 100kHz での損失が大きい模様ですが、この回路に組み込んでの実験はしてないのでわかりません。
諸々の計算は１段あたりの電圧・電流で考えれば良いです。ローノイズのためには電流連続モードのほうが有利だろうと考えました。デューティー比は 1-(12/53)=約77% と計算されます。この回路で 210V の負荷抵抗 33kΩ （出力電流 6mA 程度を模擬、１段あたりでは 24mA 相当）でLTSpice で検討してみると、電流連続モードで動作させるためには 400μH 程度以上が必要なようです。また前掲リンクのアプリケーションノート 19 の p.19 式(26)による計算では、12V入力、210V/33kΩ=6.363...mA 出力、100kHz スイッチングの電流連続モードで必要な最小インダクタンスは 12^2*(53-12)/(2*100e3*(210/33e3)*4*53^2) = 412.8μH と計算されます（１段当たり電圧 53V が厳密でないので細かい数値相違は気にしない）。インダクタンスが大きいほど電流変化量が減るので漏洩磁束の交流成分も減らせますがインダクターの直流抵抗とのかねあいとなります。
インダクターを２個直列にするのは、コアサイズに対する電流容量とインダクタンスのトレードオフのほかに、ハムバッカーピックアップと同じ原理で漏洩磁束をキャンセルさせることを想定しています。写真では "471" は同じ向きを向いていてその状態で測定しましたが、その後片方を逆にするとインダクターの直近まで近づけた AM ラジオに入る雑音が減りましたので漏洩磁束低減は可能のようです。ただし印刷の向きが管理されているかどうかはわかりませんので都度確認する必要がありそうです。効率にも影響があるかもしれません。
LT1172 の2番ピンの扱いはよくわかりません。とりあえず 0.1μF を入れています。0.27μF でも 3.3μF でも定常状態としては動くようですが、過渡応答には差が出る（出力電圧がブゥンと振れる様相が変わる、つまり、音が変わる）と思います。
この設計・設定・部品では出力 10mA くらい、インダクターはこのままでダイオードをもう少し大きなものに変えれば 15mA くらいが、上限だろうと思います。実験はしていません。
Part 1 と違い、入力電流は回路全体の値（LT1172 の自己消費も含む）です。ダイオードは 1N4148。２個直列のインダクターの "471" は同じ向きを向いた（漏洩磁束が多い）状態。
| Vdc_in [V] | Idc_in [mA] | RL [Ω] | Vdc_out [V] | Idc_out [mA] （計算） |
効率 [%] |
| 12.15 | 13.6 | (open) | 210.2 | (N/A) | (N/A) |
| 12.05 | 56.2 | 99.7k | 210.2 | (2.103) | 65.19 |
| 11.91 | 118.9 | 39.1k | 209.8 | (5.363) | 79.50 |
| 11.80 | 160.7 | 39.1k // 99.7k | 209.7 | (7.466) | 82.56 |
あっけなく動作しました。成績も上々のようです。ブレッドボードに AM ラジオを近づけるとさすがに 100kHz の整数倍では同調しますが、50cm も離せば問題なくなり、他にはそこまで妙なノイズは出ていないようです。出力電圧はほぼ一定で、小型軽量でもあります。これでは Part 1 のトランス式は早晩役目を失ってしまいそうです。
Linear Technology アプリケーションノート 19 LT1070デザイン・マニュアル https://www.analog.com/media/jp/technical-documentation/application-notes/jan19.pdf の p.50 図34 に基づいてスロースタート機能を追加。また MOSFET リップルフィルター回路（参考：ぺるけさんのサイト 「MOS-FETリップルフィルタ電源の基本特性」 、「電源の設計その５ （リプル・フィルタ回路の基礎／後編）」）を追加。
注意：+12V の入ったところ（470μF のプラス側）と出力 220μH の間に 1N4007 などのバイパスダイオードを入れてください [2023/04/01 追記した絵に差し替え]。スロースタート回路で発振を止めたままの状態が長く続くとチャージポンプ用電解コンデンサがダイオード２本分の逆バイアス状態が続いて酸化被膜が劣化し、酸化被膜が修復されるまでの間、フリッカーノイズが出てしまいます。
アプリケーションノート 19 ではスロースタート回路のコンデンサーは 1μF となっているが、2秒ほどの待ち時間（真空管ヒーター突入電流を躱すため）を得ようとすると 470μF が必要でした。2SA1015 は手持ちで、汎用小信号用なら大体何でも使えるでしょう。67kΩ (47+20) は手持ち都合であり、75kΩ くらいが better と思います。また図中のスイッチを投入するとスロースタート回路が初期化され LT1172 のスイッチング動作が停止します。
ここでの MOSFET リップルフィルター回路の目的はリップル低減ではなく、コッククロフト・ウォルトン回路のロードレギュレーション（静的、動的ともに）がよくないことから交流分に対するロードレギュレーションの改善（≒出力インピーダンス低減）およびそれによる出力系統間の干渉低減を意図しています。また増幅回路側の電源信号ループバイパスコンデンサー充電を緩やかにして立ち上がり時の入力ピーク電流低減、ポップノイズ低減も期待しています。
MOSFET 3N90 はかなり前に秋月電子で購入した手持ちです。リップルフィルターには安全動作領域図において DC 動作時の二次降伏がないタイプ（3N90 もそうです）が適するだろうと思っています。2.4kΩ は手持ち都合であり、3.3～4.7kΩ が望ましいと思います。235kΩ (470//470) も手持ち都合で、高抵抗ゆえに通電開始直後は電解コンデンサの漏れ電流のため出力電圧がかなり低く慌てましたが、しばらく通電していると漏れ電流が減って設計値に近づいたのでよしとしました。
1JU41 はリード線が細くてブレッドボードに挿しやすいだけであり、1N4007 で足りるでしょう。3N90 は内蔵ゲート保護ツェナーダイオードがないので外付けしています。6.2V～20V の範囲なら良く、MOSFET に内蔵されていれば省略可能。
MOSFET 直前の LC フィルターの共振ピークを 10Ω を直列にして抑えています。ここは本当は SRC1013 シリーズではなく高周波数での損失が多めのインダクターのほうが良さそうです。電解コンデンサの耐圧が違うのは手持ち都合です。
[2023/02/23] これ に組み込んで使ってみたところ、フリッカーノイズやピンクノイズぽいノイズが出てしまいました。試しに MOSFET リップルフィルターをバイパスしたらノイズが止まり、音にも大した影響は無かったので、MOSFET リップルフィルターがかえって悪さをしていたとわかり、結局撤去しました。
その後の調べでノイズの発生源は FET ゲートと GND 間の 10μF がダメ個体だったのが原因と判明。そもそも最初出力電圧がなかなか上がらなかった時点で 10μF250V のリーク電流がダウトだった。
2023/05 リップルフィルター復活。FET ゲートと GND 間の 10μF を別個体に取り換えてノイズは解決。電圧分担見直しで 235kΩ（=470kΩ 2本並列）→110kΩ、2.4kΩ→3.3kΩ に変更し、FET ソースでの電圧が約201Vとなった。以後この状態で継続使用中、快調です。
今回の目的にわりと近いもので、RECOM 社 Rxx-100B、Rxx-150B という安定化出力のシリーズがあるそうです。R12-150B は 6DJ8/6922 など中 μ 低 rp 管の差動ラインプリアンプなんかにはぴったりだろうと思います。
XP Power 社 A series というものもあるようですが、こちらは今回の実験と同じく出力が非安定（入力電圧比例）です。無負荷電圧跳躍が非常に大きいので、真空管が冷たい間やヒーターが切れたときの過電圧回避処置には注意がいりそうです。https://jp.rs-online.com/web/p/isolated-dc-to-high-voltage-dc-converters/1238338
このほかにも一覧 https://jp.rs-online.com/web/c/power-supplies-transformers/dc-dc-converters/ 、まあ、選択は使い手次第でしょうか。
ネットオークション上で怪しいキットがいくつか見つかるが、あまり手を出す気にはなれません。
